Eine Art planare Wellenleiter zum Betrügen der Höhen

Wissenschaftliche Berichte Band 13, Artikelnummer: 14020 (2023) Diesen Artikel zitieren

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Da eine planare periodische Übertragungsleitung die elektromagnetische Kopplung drastisch unterdrücken kann, wäre es vorteilhaft, eine solche Art von Übertragungsleitungen zur Lösung des Problems der Miniaturisierung der Schaltungsfläche zu verwenden. Durch Anpassen der Gitterkonstanten und geometrischen Parameter periodischer Mikrostreifenleitungen kann eine charakteristische Impedanz im Zeitbereich erreicht werden, die mit der herkömmlicher Mikrostreifenleitungen (CMLs) identisch ist. Solche periodischen Mikrostreifenleitungen können daher verwendet werden, um digitale Hochgeschwindigkeitssignale auszutricksen, was dazu führt, dass ein digitales Signal die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitungen im Zeitbereich falsch einschätzt. Die theoretische Analyse wurde durch unsere experimentellen Messergebnisse bestätigt. Außerdem wird ein spezifischer Ausdruck für die charakteristische Impedanz verlustfreier periodischer künstlicher Materialien durch ein Schaltungsmodell abgeleitet und ein Standard zur Fehlidentifizierung für die charakteristische Impedanz periodischer Mikrostreifenleitungen für die digitalen Signale angegeben.

Wenn eine digitale Schaltung bekanntlich keine hohe Übertragungsgeschwindigkeit aufweist, steigt ein digitales Signal relativ lange an, und dies macht es relativ einfach, die Fläche der elektrischen Schaltung zu reduzieren. Wenn jedoch die Signalgeschwindigkeit hoch ist, wird die Anstiegszeit kurz, und daher gibt es in letzter Zeit einen Konflikt zwischen Miniaturisierung und Beschleunigung beim Entwurf von Hochgeschwindigkeits-Digitalprodukten aufgrund der Verkürzung der Anstiegszeit des digitalen Signals bei planaren Hochgeschwindigkeitsprodukten -Geschwindigkeitsschaltungsprodukte. Darüber hinaus führt eine derart verkürzte Anstiegszeit des digitalen Signals auch zu schwerwiegenden elektromagnetischen Störungen, z. B. tritt in verschiedenen Bereichen von Leiterplatten das Phänomen des Übersprechens auf. Im Allgemeinen gibt es folgende Möglichkeiten, das Übersprechen des Schaltungssignals zu reduzieren: Vergrößerung der Schaltungsfläche, Vergrößerung des Leitungsabstands, Reduzierung der Signalgeschwindigkeit oder Verlängerung der Anstiegszeit. Daher haben zahlreiche Forscher mehrere Jahrzehnte lang nacheinander an der Entwicklung verschiedener effektiver Methoden gearbeitet, um das Übersprechen zwischen Hochgeschwindigkeitsschaltungen zu isolieren1,2,3,4.

In dieser Arbeit werden wir ein neues Szenario zur Reduzierung von Signalübersprechen mit einer periodischen Mikrostreifenleitungsstruktur vorschlagen. Wenn eine geerdete Schutzleiterbahn zwischen zwei parallelen Mikrostreifenleitungen eingeführt wird, können bekanntlich einige elektrische Kraftlinien in Signal-Mikrostreifenleitungen von ihrer geerdeten Schutzleiterbahn angezogen werden, und dann können die elektromagnetischen Störungen zwischen zwei Mikrostreifenleitungen wirksam unterdrückt werden . Aus diesem Grund wird diese geerdete Schutzleiterbahn zur Isolierung elektromagnetischer Störungen in vielen kommerziellen Produkten häufig verwendet. Um die Leistung der geerdeten Schutzleiterbahn zur Isolierung elektromagnetischer Störungen zu untersuchen, verwendeten die Autoren in Ref. 1, 2, 3, 4 elektromagnetische numerische Methoden und experimentelle Technologie, um das Problem der elektromagnetischen Wechselwirkung zwischen geerdeten Schutzleiterbahnen und benachbarten Leitern zu lösen Mikrostreifenleitungen auf Leiterplatten. Allerdings sind solche geerdeten Schutzleiterbahnen nicht ganz perfekt. Wenn beispielsweise der Abstand benachbarter Erdungslöcher in einer Schutzleiterbahn ausreichend groß ist, kommt es zu einer Resonanzkopplung zwischen zwei Signalübertragungsleitungen5, sodass der Effekt der geerdeten Schutzleiterbahn auf die Isolierung elektromagnetischer Störungen bei zunehmender Signalfrequenz nicht wesentlich ist6 . Darüber hinaus muss, wenn eine geerdete Schutzleiterbahn verwendet wird, um elektromagnetische Interferenzen zwischen benachbarten Mikrostreifenleitungen zu isolieren, der Abstand zweier Mikrostreifenleitungen vergrößert werden, um die geerdete Schutzleiterbahn zu halten, so dass die geerdete Schutzleiterbahn im Schaltkreis ziemlich nachteilig ist Miniaturisierung. Aus diesem Grund begannen Forscher, nach neuen Schemata zu suchen, um die geerdeten Schutzleiterbahnen zu ersetzen. Beispielsweise haben Lee et al.7 und Jiang et al.8 Mikrostreifenleitungen mit Stichleitungswechsel verwendet, um elektromagnetische Interferenzen zu reduzieren, einschließlich der Eliminierung von Übersprechen am fernen Ende durch Erhöhung des gegenseitigen Kapazitätsverhältnisses und Reduzierung des gegenseitigen Induktivitätsverhältnisses zweier benachbarter Leitungen Mikrostreifenleitungen.

Zusätzlich zu den verfügbaren Isolationsschemata bietet das Auftreten einer brandneuen Domäne eine weitere Möglichkeit, elektromagnetische Störungen zwischen Mikrostreifenleitungen zu isolieren. Beispielsweise fanden Pendry et al.9 in einer theoretischen Analyse heraus, dass das Ätzen periodisch hochdichter Löcher in eine Leiteroberfläche die elektromagnetischen Wellen in einem bestimmten Frequenzbereich effizient einfangen würde. Sie wollten dieses physikalische Phänomen in realen Schaltkreisen nutzen, insbesondere um elektromagnetische Störungen zwischen benachbarten Übertragungsleitungen zu unterdrücken. In den Referenzen 10, 11, 12, 13 und 14 wurde darauf hingewiesen, dass die theoretische Analyse und die experimentelle Messung zeigten, dass die Mikrostreifenleitungen mit an den Rändern geätzter periodischer Textur, wenn periodische Schlitze entlang der Kanten von Mikrostreifenleitungen geätzt würden, diese effizient isolieren könnten Nah- und Fernnebensprechen mit benachbarten Mikrostreifenleitungen.

Um die Anwendung dieser periodischen Mikrostreifenleitungen auf tatsächliche Schaltkreise zu beschleunigen, besteht eine erste Aufgabe darin, die charakteristischen Impedanzen und Ersatzschaltkreise bereitzustellen. In der Literatur haben viele Forscher die Schaltungsmodelle für periodische Mikrostreifenleitungen erstellt und die Schaltungsparameter extrahiert, um die charakteristischen Niederfrequenzimpedanzen15,16 bereitzustellen, sodass die \(S\)-Parameter solcher periodischer Mikrostreifenleitungen mithilfe von berechnet werden können Der SPICE-Simulator und die Leistung der Schaltungssysteme können in Kombination mit anderen aktiven Geräten simuliert werden.

In der vorliegenden Arbeit wird eine äquivalente Netzwerkmethode verwendet, um den genauen Ausdruck für die charakteristische Impedanz verlustfreier Übertragungsleitungen mit periodisch modulierten Kapazitäten und Induktivitäten zu erhalten. Diese charakteristischen Impedanzen korrelieren eng mit den Kapazitäten und Induktivitäten der Elementarzellen in der periodischen Struktur, und daher können die Kapazitäten und Induktivitäten in diesen Elementarzellen durch quasistatische Techniken genau extrahiert werden. Um die gleiche charakteristische Niederfrequenzimpedanz wie bei CML zu erhalten, werden die Gitterkonstante und die Breite der periodischen Mikrostreifenleitung angepasst. Für die Mikrostreifenleitung mit periodischen Schlitzen kann die momentane zeitliche Impedanzänderung mithilfe des Spannungsschrittfunktionssignals mit der Anstiegszeit \(R_{{\text{T}}}\ erfasst werden. Es kann jedoch als numerisches Ergebnis gezeigt werden, dass, wenn die Gitterkonstante um ein gewisses Maß kleiner wird, die momentane Impedanzänderung mit der Zeit in periodischen Schlitzen nicht durch ein Spannungsschrittfunktionssignal mit der Anstiegszeit \(R_{{\text{ T}}}\), das heißt, ein solches Stufenfunktionssignal der Spannung (oder Hochgeschwindigkeits-Digitalsignale) erkennt den Unterschied zwischen einer periodischen Mikrostreifenleitung und einer CML nicht. Dies ermöglicht den Einsatz periodischer Mikrostreifenleitungen zur „Täuschung“ der digitalen Signale. Da die periodischen Mikrostreifenleitungen die elektromagnetische Interferenz zwischen benachbarten Mikrostreifenleitungen effizient unterdrücken können, können alle CMLs durch solche periodischen Mikrostreifenleitungen im Hochfrequenz- und Hochgeschwindigkeitsbereich ersetzt werden, wenn die Bedingung vorliegt, unter der die digitalen Signale nicht zwischen CMLs und unterscheiden können periodische Mikrostreifenleitungen erfüllt ist. In unserer vorliegenden Arbeit wurden einige tatsächliche Schaltkreise mit einem Zeitbereichsreflektometer gemessen, und das Messergebnis stimmt gut mit der theoretischen Berechnung überein.

In diesem Abschnitt stellen wir ein theoretisches Prinzip für unser periodisches Mikrostreifenleitungs- und Schaltungsmodell vor. In Abb. 1 zeigen wir die schematischen Diagramme der periodischen Subwellenlängen-Mikrostreifenleitung (SPML) und deren Ersatzschaltbild in dieser Arbeit. In Abb. 1(a) und (b) handelt es sich um die bilateralen und unilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen mit Subwellenlänge, dh BSPML bzw. USPML. Da der Rand der Mikrostreifenleitung periodisch geätzt wird, ohne Berücksichtigung des Leiterwiderstands und des Leckstroms, kann die gesamte Mikrostreifenleitung durch ein äquivalentes Netzwerk dargestellt werden, das die Induktivität und Kapazität periodisch moduliert, wie in Abb. 1(c) dargestellt. Die charakteristische Impedanz des periodischen Netzwerks kann über die Grundeinheiten periodischer Schaltkreise ermittelt werden, wobei eine Eingangsimpedanzmethode verwendet wird. Auf der linken Seite des Ersatzschaltbilds in Abb. 1(c) kann die Eingangsimpedanz \(Z_{in}\) ausgedrückt werden als:

Die schematischen Diagramme periodischer Mikrostreifenleitungen und das Schaltungsmodell: (a) die bilaterale periodische Mikrostreifenleitung, (b) die einseitige periodische Mikrostreifenleitung und (c) das Ersatzschaltbild der periodischen Übertragungsleitung.

Dann kann der explizite Ausdruck für die charakteristische Impedanz \(Z_{in}\) gegeben werden durch

wobei \(Z_{s}\) die induktive Impedanz \(\left( {Z{}_{s} = j\omega L} \right)\) und \(Y{}_{p}\) ist die kapazitive Admittanz \(\left( {Y{}_{p} = j\omega C} \right)\). Die Resonanzfrequenz des vorliegenden \(LC\)-Schaltkreises ist definiert als

Die Quadratwurzel der Multiplikation von \(Z_{s}\) und \(Z_{p}\) ist gegeben durch

Definieren wir den Parameter \(\theta\) durch die folgenden Beziehungen

Der charakteristische Impedanzausdruck für den in Abb. 1 (c) angegebenen Periodenkreis kann wie folgt abgeleitet werden

wobei \(Z_{in}^{( + )}\) und \(Z_{in}^{( - )}\) die Vorwärts- bzw. Rückwärts-Bloch-Charakteristikimpedanzen sind. Unter Verwendung der Kapazität und Induktivität der Elementarzelle der periodischen Struktur kann dann die charakteristische Impedanz unter der Bedingung einer verlustfreien Übertragungsleitung berechnet werden. Es kann aus Gl. gefunden werden. (7) dass sich die charakteristische Impedanz der periodischen Mikrostreifenleitung von der von CML nur durch einen Phasenfaktor unterscheidet. Es ist bemerkenswert, dass man \(Z_{in}^{( \pm )} \ approx \pm Z_{o}\). Nach diesen Gleichungen gelten im Niederfrequenzband weiterhin alle Beziehungen der CML. In Abb. 1 ist die Breite der Mikrostreifenleitung mit \(w\), die Dicke des dielektrischen Materials mit \(h\) und die Dicke der Metallschicht mit \(t\) gekennzeichnet. In diesem dielektrischen Material beträgt die Gitterkonstante der periodischen Struktur \(d\) und die Dielektrizitätskonstante \(\varepsilon_{r}\). Im Berechnungsprozess wird angenommen, dass die Breite der Zähne \(a\) die Hälfte der Gitterkonstante \(d\) ist und \(b\) die Tiefe des Schlitzes ist.

In unserer theoretischen Arbeit wurden alle Schaltungsparameter mithilfe von COMSOL extrahiert. Um die theoretischen Berechnungsergebnisse zu verifizieren, wurde hier die RO4003-Leiterplatte verwendet. In unserer Schaltungsstruktur beträgt die Dielektrizitätskonstante des Materials \(\varepsilon_{r}\) = 3,37, die Dicke des Metallfilms beträgt \(t\) = 0,0175 mm und die Dicke der dielektrischen Schicht beträgt \( h\) = 0,508 mm. Um eine periodische Mikrostreifenleitung mit einer bestimmten charakteristischen Impedanz zu berechnen, wird die Breite von CML zum Vergleich absichtlich auf \(w\) = 1,04 mm eingestellt und die charakteristische Impedanz entsprechend niedrigen Frequenzen beträgt 53,2 Ω. Daher ist die Analyse relativ einfach, wenn die Zeitbereichssignale verwendet werden, um die momentane Impedanz der Übertragungsleitungen zu ermitteln. Die periodischen Mikrostreifenleitungen der drei Gitterkonstanten wurden hier berücksichtigt, dh \(d\) = 0,5 mm, 1,0 mm und 2,0 mm. Damit die charakteristische Niederfrequenzimpedanz der periodischen Mikrostreifenleitung ungefähr 53,2 Ω beträgt, müssen für eine periodische Mikrostreifenleitung mit der Gitterkonstante d = 0,5 mm die Breite der Mikrostreifenleitung und die Tiefe der Nut mit w = 1,5392 mm gewählt werden und b = 0,2973w. In ähnlicher Weise sind die Strukturparameter der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitung mit einer Gitterkonstante von \(d\) = 0,5 mm \(w\) = 1,56 mm und \(b\) = 0,6w. Alle relevanten Strukturabmessungen der periodischen Mikrostreifenleitungen sind in Tabelle 1 aufgeführt:

Um den charakteristischen Impedanzmodul \(Z_{0}\) zu berechnen, kann man auf die in Ref. 15,16 bereitgestellte Methode zurückgreifen, aus der die Kapazität und Induktivität der Einheitslänge der periodischen Mikrostreifenleitungen extrahiert werden können die Maxwell-Gleichungen. Das numerische Ergebnis der Kapazität und Induktivität pro Längeneinheit der in diesem Artikel ausgewählten SPMLs ist in Abb. 2 dargestellt. Die Variation der Kapazität pro Längeneinheit (mit der Frequenz) von BSPMLs und USPMLs in der Gitterkonstante von \(d\) = 0,5 mm, 1,0 mm bzw. 2,0 mm ist in Abb. 2(a) und (b) angegeben. (Es ist offensichtlich, dass die Kapazität pro Längeneinheit mit zunehmender Frequenz langsam abnimmt, während der Wert der Kapazität mit zunehmender Gitterkonstante abnimmt.) Beachten Sie, dass das Hauptinteresse eines Hochgeschwindigkeitsschaltungssystems im Berechnungsergebnis liegt Kapazität und Induktivität pro Längeneinheit bei niedrigen Frequenzen. Bei der Arbeitsfrequenz f = 0,05 GHz beträgt die Einheitslängenkapazität von BSPML am Beispiel der Gitterkonstante d = 0,5 mm C = 0,12352 pF/mm, während für USPML C = 0,12759 pF/mm beträgt und die Kapazität pro Die Einheitslänge für CML beträgt 0,10171 pF/mm. In Abb. 2 (c) und (d) zeigen wir das Berechnungsergebnis der Einheitslängeninduktivität von BSPML und USPML. Bei den periodischen Mikrostreifenleitungen nimmt die Induktivität pro Längeneinheit langsam mit der Frequenz zu, und mit der Abnahme der Gitterkonstante trägt es dazu bei, die Selbstinduktivität der periodischen Mikrostreifenleitungen zu erhöhen. Auch bei der Arbeitsfrequenz \(f\) = 0,05 GHz beträgt für den Fall der Gitterkonstante \(d\) = 0,5 mm die Einheitslängeninduktivität von BSPML \(L\) = 0,34301 nH/mm, während für die USPML , \(L\) = 0,3547 nH/mm und für die Induktivität pro Längeneinheit von CML, \(L\) = 0,28793 nH/mm. Unter Verwendung der Kapazität und Induktivität pro Längeneinheit kann dann der charakteristische Impedanzmodul \(Z_{0}\) aus Gleichung (1) ermittelt werden. (4). Damit das Schaltungsmodell ein genaues S-Parameter-Berechnungsergebnis liefern kann, kann der Widerstandswert \(R\) von metallischen Leitern in der Mikrostreifenleitung mit der Störungsmethode15 ermittelt und der Leitwert \(G\) mithilfe von berechnet werden die relevanten Gleichungen in Ref. 17. Da die periodischen Mikrostreifenleitungen im Subwellenlängenbereich das elektromagnetische Feld effizient einschränken und somit die elektromagnetische Interferenz zwischen benachbarten Mikrostreifenleitungen isolieren können, muss der Skin-Effekt des Metalls berücksichtigt werden. Laut Literatur18 kann die durchschnittliche Verlustleistung elektromagnetischer Wellen auf der Oberfläche eines Leiters durch Berechnung des Flächenintegrals des Magnetfeldquadrats ermittelt werden:

wobei \(R_{s}\) der Oberflächenwiderstand des Leiters ist. Sie kann als Realteil der Eigenimpedanz \(\eta\) des Leiters ausgedrückt werden, d. h.

Das Berechnungsergebnis der Kapazität und Induktivität pro Längeneinheit der SPMLs: (a) die Variation der Kapazität der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen mit der Frequenz, (b) die Variation der Kapazität der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit der Frequenz, (c) das frequenzabhängige Verhalten der Induktivität der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen, (d) das frequenzabhängige Verhalten der Induktivität der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen, (e) der Widerstand pro Längeneinheit der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen mit Subwellenlänge und ( f) der Widerstand pro Längeneinheit von einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit Subwellenlänge.

Dabei ist δs die Skin-Tiefe. Der Widerstand eines Leiters kann durch den folgenden Ausdruck ermittelt werden

Das Verhalten der Abhängigkeit des Widerstands pro Längeneinheit von der Frequenz in den periodischen Mikrostreifenleitungen im Subwellenlängenbereich ist in Abb. 2 (e) und (f) dargestellt, wobei auch das numerische Ergebnis des Widerstands herkömmlicher Mikrostreifenleitungen (CMLs) enthalten ist zum Vergleich. Dann ist ersichtlich, dass mit abnehmender Gitterkonstante der Widerstand pro Längeneinheit allmählich zunimmt und größer ist als bei herkömmlichen Mikrostreifenleitungen. Dies liegt daran, dass die Mikrostreifenleitungen mit Subwellenlängenperiode die elektromagnetischen Felder wirksamer begrenzen können als herkömmliche Mikrostreifenleitungen.

Das Dispersionsverhalten des charakteristischen Impedanzmoduls \(Z_{0}\) und der S-Parameter der periodischen Mikrostreifenleitungen in der numerischen Simulation ist in Abb. 3 dargestellt. In Abb. 3(a) und (b) zeigen wir das Variation von \(Z_{o}\) mit der Frequenz, die unter Verwendung der Schaltungsparameter erhalten wird. Für die BSPMLs bei niedrigen Frequenzen (z. B. \(f\) = 0,05 GHz) beträgt der charakteristische Impedanzmodul \(Z_{0}\) der Gitterkonstanten \(d\) = 0,5 mm, 1,0 mm und 2,0 mm 52,696 Ω, 52,680 Ω bzw. 52,872 Ω, wobei die maximale Differenz von \(Z_{0}\) = 53,207 Ω von CML nur 0,527 Ω beträgt. Für die USPMLs bei niedrigen Frequenzen (z. B. \(f\) = 0,05 GHz) beträgt der charakteristische Impedanzmodul \(Z_{0}\) der Gitterkonstanten \(d\) = 0,5 mm, 1,0 mm und 2,0 mm 52,780 Ω, 52,829 Ω bzw. 53,129 Ω, wobei die maximale Abweichung von \(Z_{0}\) = 53,207 Ω von CML nur 0,427 Ω beträgt. Aus der numerischen Berechnung geht hervor, dass, solange die geometrischen Parameter von SPMLs mit unterschiedlichen Gitterkonstanten angepasst werden, die numerische Differenz des charakteristischen Impedanzmoduls \(Z_{0}\) zwischen der periodischen Mikrostreifenleitung und der CML (mit dem Breite von \(w\) = 1,04 mm) kann auf nur 0,8 % begrenzt werden. Das S-Parameter-Simulationsergebnis von BSPML und USPML mit der Gitterkonstante \(d\) = 2,0 mm ist in Abb. 3(c) und (d) dargestellt, wobei die durchgezogenen Linien das Ergebnis der Vollwellensimulation darstellen und die gestrichelten Linien bezeichnen die vom Schaltungsmodell berechneten S-Parameter. Es lässt sich feststellen, dass die beiden Ergebnisse miteinander übereinstimmen. Hier beträgt die Gesamtlänge der periodischen Mikrostreifenleitung 10 cm.

Das Dispersionsverhalten des charakteristischen Impedanzmoduls \(Z_{0}\) und der S-Parameter: (a) die Variation des charakteristischen Impedanzmoduls \(Z_{0}\) der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen mit der Frequenz, (b) die Variation des charakteristischen Impedanzmoduls \(Z_{0}\) der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit der Frequenz, (c) das frequenzabhängige Verhalten der S-Parameter der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen und (d) das frequenzabhängige Verhalten der S-Parameter der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen.

Bekanntlich kann die charakteristische Impedanz von CML oder die Änderung der Impedanz (infolge der Breitenvariation) der Mikrostreifenleitung durch Importieren eines Spannungssprungfunktionssignals (mit Anstiegszeit \(R_{{\text{T.)) erfasst werden }}}\)) in die Mikrostreifenleitung (d. h. Time Domain Reflectometry)19. Wenn daher eine Mikrostreifenleitung Schlitze aufweist, kann die momentane Impedanzänderung (in der Raumkoordinatenachse) anhand der reflektierten Wellen von Spannungssprungfunktionssignalen erfasst werden, die in der Mikrostreifenleitung übertragen werden, wo die momentane Impedanzmutation in der Raumkoordinate vorliegt Achse kann im Zeitbereich dargestellt werden. Wir weisen darauf hin, dass beim Durchgang eines Stufenfunktionssignals durch eine Mikrostreifenleitung mit periodisch verteilten Schlitzen eine Reihe von momentanen Impedanzspitzen entlang der Mikrostreifenleitung auftritt. Wenn die Gitterkonstante abnimmt, nähern sich die Spitzen der momentanen Impedanz im Zeitbereich einander an, dh diese Spitzen der momentanen Impedanz werden allmählich unidentifizierbar. Wenn daher die Übertragungszeit eines Stufenfunktionssignals in einer Elementarzelle mit periodischer Struktur kürzer als die Hälfte der Anstiegszeit des Stufenfunktionssignals ist, sind die von den Elementarzellen in der periodischen Struktur erzeugten reflektierten Wellen zwangsläufig nicht identifizierbar (d. h die reflektierten Wellen werden von der ansteigenden Flanke verdeckt). Somit kann die Beziehung zwischen der minimalen Gitterkonstante \(d_{\min }\) und der Anstiegszeit \(R_{{\text{T}}}\) auflösbar sein, was dazu führen kann, dass das Schrittfunktionssignal den Momentanwert falsch einschätzt Die Impedanz der periodischen Mikrostreifenleitung kann wie folgt ausgedrückt werden:

wobei \(v\) die Geschwindigkeit des Sprungfunktionssignals in der Mikrostreifenleitung ist. Wenn die Gitterkonstante \(d\) der periodischen Mikrostreifenleitung kleiner als \(d_{\min }\) ist, können die reflektierten Wellen der Spannungsstufenfunktionssignale die durch zwei benachbarte Schlitze in der Periodik induzierte Impedanzmutation nicht auflösen Struktur der Mikrostreifenleitung. Dann kann in diesem Fall die gesamte periodische Mikrostreifenleitung als einheitliche Mikrostreifenleitung mit einigen Momentanimpedanzen betrachtet werden. Am Beispiel der in dieser Arbeit verwendeten Leiterplatte beträgt für ein Sprungfunktionssignal mit der Anstiegszeit \(R_{{\text{T}}}\) = 30 ps der Wert von \(d_{\min }\ ) beträgt 0,2775 mm.

Nun zeigen wir in Abb. 4 die momentane Impedanzschwankung (abhängig von der Zeit) der periodischen Mikrostreifenleitungen, die durch Verwendung der reflektierten Wellen von Zeitbereichsimpulsen erhalten wird. In Abb. 4(a) und (b) wurden die periodischen Schlitze mit der Gitterkonstante \(d\) = 8,0 mm, 4,0 mm, 2,5 mm und 2,0 mm in die CML mit einer Breite \(w\) = 1,04 mm geätzt und Länge 10 cm, wobei die Schlitztiefen von BSPMLs und USPMLs 0,3 \(w\) bzw. 0,6 \(w\) betragen. Das Ergebnis der Berechnung bestätigt, dass für das Stufenfunktionssignal mit einer Anstiegszeit von \(R_{{\text{T}}}\) = 30 ps die Gitterkonstante kleiner als \(d\) = 2,775 ist mm weist die momentane Impedanzschwingungsamplitude nur zu Beginn eine sehr schwache Welligkeit auf. In Abb. 4 (c) und (d) zeigen wir die momentane Impedanzschwankung (abhängig von der Zeit), die aus den reflektierten Signalen erhalten wird, nachdem das Stufenfunktionssignal mit einer Anstiegszeit von 30 ps in den bilateralen und einseitigen periodischen Mikrostreifen importiert wurde Linien mit Gitterkonstanten \(d\) = 0,5 mm, 1,0 mm und 2,0 mm, wobei die Breiten der periodischen Mikrostreifenleitungen Tabelle 1 entnommen wurden. In Ref. 18 wurde angegeben, dass dies bei der momentanen Impedanz einer Übertragungsleitung der Fall ist Da sich die Größe nicht mit der Zeit ändert, kann sie als charakteristische Impedanz betrachtet werden. Darüber hinaus kann gemäß Ref. 19, wenn der Verlust sehr gering ist, das durch eine Zeitbereichssignalreflektometrie erhaltene Ergebnis als niederfrequente charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung identifiziert werden. Die momentane Impedanz des CML mit einer Breite von \(w\) = 1,04 mm ändert sich zwischen 53,0 Ω und 53,26 Ω im Zeitbereich von \(t\) = 0,292 ns bis 1,228 ns und aus Abb. 4(c) und (d) Die momentane Impedanz von CML in diesem Zeitintervall ist nahezu eine horizontale Linie. Dann wird der Median als charakteristische Impedanz (\(Z_{c}\) = 53,1653Ω) für die CML definiert. Um die charakteristische Impedanz von BSPML mit der Gitterkonstante \(d\) = 0,5 mm an die CML mit der Breite von \(w\) = 1,04 mm anzunähern, betragen die Linienbreite und die Schlitztiefe der periodischen Linie \(w\) = 1,5392 mm bzw. \(b\) = 0,2973\(w\). Die Zeitbereichsanalyse zeigt, dass die charakteristische Impedanz \(Z_{c}\) = 53,1187Ω ist. Aus Sicht der Zeitbereichsanalyse beträgt der Unterschied zwischen der charakteristischen Impedanz, die für die bilaterale periodische Mikrostreifenleitung mit der Gitterkonstante \(d\) = 0,5 mm ausgelegt ist, und der charakteristischen Impedanz der herkömmlichen Mikrostreifenleitung nur 0,08 %. Was das USPML mit der Gitterkonstante \(d\) = 0,5 mm betrifft, so erhält man die charakteristische Impedanz, wenn die Breite der Mikrostreifenleitung \(w\) = 1,56 mm und die Schlitztiefe \(b\) = 0,6 W beträgt unter Verwendung der Zeitbereichsanalyse ist \(Z_{c}\) = 52,955Ω. Wenn eine periodische Mikrostreifenleitung mit einer geeigneten Breite ausgewählt wird, kann ihre charakteristische Impedanz natürlich extrem nahe an der von CML liegen, solange die Bedingung von Gl. (11) ist erfüllt. Um die Richtigkeit von Gl. (11) wird hier ein Stufenfunktionssignal mit einer Anstiegszeit von 30 ps betrachtet, um zwei Rillen zu unterscheiden, die kontinuierlich entlang der Mikrostreifenleitungen verteilt sind, wie in Abb. 5 (a) und (b) gezeigt. Wie aus den numerischen Ergebnissen ersichtlich ist, ist das Stufenfunktionssignal mit der Anstiegszeit \(R_{{\text{ T}}}\) = 30 ps kann die beiden Rillen vollständig unterscheiden, während im Fall des Intervalls \(d\) = 2,0 mm das Stufenfunktionssignal die beiden Rillen nicht unterscheiden kann. Die für die obige Eigenschaft relevanten numerischen Ergebnisse sind in Abb. 5 (c) und (d) dargestellt. Wie bekannt ist, hängt die Anstiegszeit des Stufenfunktionssignals bei Verwendung der Funktion des Zeitbereichsreflektometers häufig eng mit der Bandbreite des Signals zusammen. In der vorliegenden Arbeit beträgt unter Verwendung des Zeitbereichsreflektometers die Beziehung zwischen der Bandbreite des Signals und der Anstiegszeit des digitalen Signals \(f_{\max } = 0,5/R_{T}\)20 (dies ergibt sich normalerweise aus aus den Anforderungen des Instruments selbst) und damit aus Gl. (11) können wir erhalten

Die Zeitabhängigkeit der momentanen Impedanz der periodischen Mikrostreifenleitungen anhand der reflektierten Wellen von Zeitbereichsimpulsen: (a) das Berechnungsergebnis der momentanen Impedanz der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen mit Gitterkonstanten von 8,0 mm, 4,0 mm, 2,5 mm und 2,0 mm und mit der Leitungsbreite \(w\) = 1,04 mm, (b) das Berechnungsergebnis der momentanen Impedanz der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit Gitterkonstanten von 8,0 mm, 4,0 mm, 2,5 mm und 2,0 mm und mit Leitungsbreite \(w\) = 1,04 mm, (c) das Ergebnis der Berechnung der momentanen Impedanz der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen mit geometrischen Abmessungen in Tabelle 1 und (d) das Ergebnis der Berechnung der momentanen Impedanz der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit Geometrie Abmessungen in Tabelle 1.

Die Strukturen und das numerische Ergebnis: (a) das schematische Diagramm zweier bilateraler Rillen mit Mittenabstand \(d\) auf der Mikrostreifenleitung, (b) das schematisches Diagramm zweier einseitiger Rillen mit Mittenabstand \(d\) auf der Mikrostreifenleitung, (c) die Änderung der momentanen Impedanz zweier beidseitiger Rillen, wenn der Mittenabstand variiert, und (d) die Änderung der momentanen Impedanz zweier einseitiger Rillen, wenn der Mittenabstand variiert.

Es ist ersichtlich, dass das Stufenfunktionssignal mit der Anstiegszeit \(R_{{\text{T}}}\) nicht zwischen benachbarten Rillen unterscheiden kann, wenn der Abstand zwischen den beiden Rillen weniger als ein Viertel der kürzesten Wellenlänge beträgt Rillen. Um die Gründe für die Unterdrückung des elektromagnetischen Übersprechens durch periodische Mikrostreifenleitungen unterhalb der Wellenlänge zu untersuchen, werden in Abb. 6 (a) zwei 10 cm lange parallele Mikrostreifenleitungen berücksichtigt, von denen eine aus CML und die andere besteht ist die bilaterale periodische Mikrostreifenleitung im Subwellenlängenbereich, wie in Tabelle 1 angegeben. Abbildung 6(b) ist das Schaltungsmodell der gekoppelten Schaltung einer periodischen Mikrostreifenleitung und einer herkömmlichen Mikrostreifenleitung. Um die Kopplungsstärke zwischen der periodischen Mikrostreifenleitung und der herkömmlichen Mikrostreifenleitung zu analysieren, kann die Änderung der gegenseitigen Kapazität mit der Frequenz mithilfe der Kapazitätsmatrixgleichung berechnet werden

Die Struktur und die numerischen Ergebnisse: (a) das schematische Diagramm gekoppelter Schaltkreise, bestehend aus einer bilateralen periodischen Mikrostreifenleitung mit Subwellenlänge und einer herkömmlichen Mikrostreifenleitung, (b) das Schaltungsmodell der gekoppelten Schaltung aus einer periodischen Mikrostreifenleitung und einer herkömmlichen Mikrostreifenleitung , (c) die Abhängigkeit der Gegenkapazität von der Frequenz, (d) die Abhängigkeit der Gegeninduktivität von der Frequenz, (e) die Änderung von \(S_{21}\) in Abhängigkeit von der Frequenz und (f) die Änderung von \(S_{41}\) abhängig von der Frequenz.

Die Variation der Gegeninduktivität mit der Frequenz wird durch die Induktivitätsmatrixgleichung berechnet

Wir zeigen das frequenzabhängige Verhalten der Gegenkapazität und der Gegeninduktivität in Abb. 6 (c) bzw. (d), wobei auch das Berechnungsergebnis für die Gegenkapazität und die Gegeninduktivität zweier herkömmlicher Mikrostreifenleitungen enthalten ist Der Vergleich halber. Es ist ersichtlich, dass im Vergleich zu einem System, das aus zwei herkömmlichen Mikrostreifenleitungen besteht, das System, das aus einer periodischen Mikrostreifenleitung und einer herkömmlichen Mikrostreifenleitung besteht, wie in Abb. 6(a) dargestellt, eine relativ geringe gegenseitige Kapazität und gegenseitige Induktivität aufweist. Um die Korrektheit dieser Schaltungsparameter zu überprüfen, wurden die S-Parameter mithilfe des Schaltungsmodells berechnet und mit den numerischen Ergebnissen der Vollwellensimulation verglichen. Abbildung 6(e) und (f) zeigen die Änderung von \(S_{21}\) bzw. \(S_{41}\), die von der Frequenz abhängen. Die Vergleichsergebnisse zeigen, dass die beiden Methoden gut miteinander übereinstimmen. Es ist ersichtlich, dass das numerische Ergebnis von \(S_{41}\) viel kleiner ist als das der beiden herkömmlichen Mikrostreifenleitungen, wenn eine der herkömmlichen Mikrostreifenleitungen durch eine periodische Mikrostreifenleitung ersetzt wird. Dies ist auch der Hauptgrund für die Unterdrückung von Fernnebensprechen. In der Praxis sollte davon ausgegangen werden, dass das Schaltungsmodell in Abb. 1(c) nur auf sehr kurze Übertragungsleitungssegmente anwendbar ist, und wenn die verteilten Parameter durch konzentrierte Parameter ersetzt werden, entsteht eine große Anzahl konzentrierter Schaltungen in Reihe Es ist erforderlich, jedes kleine Segment der Übertragungsleitung zu ersetzen, wie es in Standardlehrbüchern zur Mikrowellentechnik der Fall ist18. Beispielsweise wird angenommen, dass die Gitterkonstanten der Mikrostreifenleitungen mit Subwellenlängenperiode 0,5 mm, 1,0 mm und 2,0 mm betragen, was weitaus kleiner ist als die minimale Wellenlänge, die dem betrachteten Frequenzbereich entspricht. Daher ist es sinnvoll, solche Schaltungsmodelle in der vorliegenden Arbeit zu verwenden.

Um die Genauigkeit von Gl. (11) wird eine Mikrostreifenleitung mit einer Breite von 1,04 mm und einer Länge von 10 cm zum Entwurf der einseitigen und beidseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit Gitterkonstanten \(d\) = 8,0 mm, 4,0 mm, 3,0 mm, 2,5 mm und 2,0 mm ausgewählt , jeweils. Die Spannungssprungfunktionssignale mit einer Anstiegszeit von 30 ps wurden in die periodischen Mikrostreifenleitungen importiert, um die charakteristische Impedanz der periodischen Mikrostreifenleitungen zu ermitteln. Im Allgemeinen umfasst der Produktionsprozess einer solchen Leiterplatte Folgendes: Wir können zunächst die Mikrostreifenleitungen mit Subwellenlängenperiode entsprechend den ausgewählten Größen zeichnen, indem wir die technische Zeichensoftware verwenden, die entsprechenden Hersteller auffordern, die Fotoplatte einer solchen Leiterplatte anzufertigen, Anschließend führen wir eine Belichtungsätzung der Schaltung aus RO4003 durch, um die Produktion der Leiterplatte abzuschließen. Das Messergebnis der momentanen Impedanz der bilateralen und einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit einer Breite von \(w\) = 1,04 mm ist in Abb. 7(a) und (b) dargestellt. Es ist ersichtlich, dass das Messergebnis in Abb. 7 (a) und (b) sehr gut mit dem numerischen Zeitbereichsergebnis in Abb. 4 (a) und (b) übereinstimmt. Die momentane Impedanz (gemessen durch Zeitbereichs-Schrittfunktionssignale) der beidseitig und einseitig geschlitzten periodischen Mikrostreifenleitungen der in Tabelle 1 angegebenen Größen ist in Abb. 7(c) und (d) dargestellt, wo, wie von der Theorie vorhergesagt Analyse ist das Verhältnis der momentanen Impedanz zur Zeit eine horizontale Linie. Es kann beobachtet werden, dass der gemessene charakteristische Impedanzwert des CML mit einer Breite von \(w\) = 1,04 mm \(Z_{o}\) = 52,0698 Ω beträgt, der charakteristische Impedanzwert der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitung mit einer Breite von \ (w\) = 1,5496 mm mit der Gitterkonstante \(d\) = 1,0 mm beträgt \(Z_{o}\) = 52,1298 Ω, und die charakteristische Impedanz der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitung in der Breite beträgt \(w\) = 1,5912 mm mit der Gitterkonstante \(d\) = 1,0 mm ist \(Z_{o}\) = 52,0785Ω. Es kann festgestellt werden, dass das gemessene Momentanimpedanzergebnis von Abb. 7(c) und (d) mit dem numerischen Ergebnis von Abb. 4(c) und (d) übereinstimmt. Das Impedanzmessgerät ist in Abb. 7(e) und (f) dargestellt, dasjenige für das Zeitbereichsreflektometer, das an die Netzwerkanalyse angeschlossen ist. Um die momentane Impedanz einer periodischen Mikrostreifenleitung zu messen, ist es notwendig, ein Stufenfunktionssignal mit einer Anstiegszeit \(R_{{\text{T}}}\) in die aktuelle Mikrostreifenleitung einzugeben. Der aus der Impedanzfehlanpassung resultierende Reflexionskoeffizient kann ausgedrückt werden als21

Die experimentelle Beobachtung für die evolutionäre Momentanimpedanz: (a) das Messergebnis der Momentanimpedanz der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitung mit der Leitungsbreite \(w\) = 1,04 mm, (b) das Messergebnis der Momentanimpedanz der einseitigen periodische Mikrostreifenleitungen mit der Leitungsbreite \(w\) = 1,04 mm, (c) das momentane Impedanzmessergebnis der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitungen mit geometrischen Abmessungen in Tabelle 1, (d) das momentane Impedanzmessergebnis der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitungen mit geometrischen Abmessungen in Tabelle 1, und die Fotos (e), (f) stellen das Instrument zur Messung der Schaltkreise in unserem Experiment dar.

Die Impedanz \(Z_{DUT}\) der zu messenden Übertragungsleitung kann ausgedrückt werden als:

wobei \(V_{incident}\) die einfallende Spannung und \(V_{reflected}\) die reflektierte Spannung ist.

Jetzt werden wir die Leistung der periodischen Mikrostreifenleitungen zur Unterdrückung des Fernnebensprechens (FEXT) und des Nahnebensprechens (NEXT) überprüfen. Dabei wurde das Spannungssprungfunktionssignal mit einer Anstiegszeit von 30 ps und einer Amplitude von 0,2 V in einen Port der periodischen Mikrostreifenleitung importiert. Die Schaltkreise, die zum Messen der Zeitbereichssignale verwendet werden können, sind in Abb. 8(a) und (b) dargestellt, wobei der gekoppelte Schaltkreis bestehend aus einem BSPML und einem CML in Bild (a) dargestellt ist und der gekoppelte Schaltkreis zusammengesetzt ist einer USPML und einer CML ist in Tafel (b) dargestellt. Die Messergebnisse der gekoppelten Mikrostreifenleitungen FEXT und NEXT sind in Abb. 8(c) bzw. (d) dargestellt, wobei die gekoppelte Zone zweier paralleler Mikrostreifenleitungen 10 cm und der Abstand der beiden Mikrostreifenleitungen 1,04 mm beträgt. In Abb. 8(c) ist zu erkennen, dass der Spitzenwert des Fernnebensprechens (FEXT) der beiden CMLs \(- 0,06886\) V beträgt, d. h. das Übersprechen macht etwa 34,33 % der Amplitude aus die Vorfallssignale. Wenn eines der CMLs durch ein BSPML mit einer Gitterkonstante von 0,5 mm ersetzt wird, beträgt der Spitzenwert des FEXT \(- 0,02188\) V, d. h. das Übersprechen macht etwa 10,59 % der Amplitude der einfallenden Signale aus, und Wenn einer der CMLs durch einen USPML mit einer Gitterkonstante von 0,5 mm ersetzt wird, beträgt der Spitzenwert des FEXT \(- 0,008\) V, dh das Übersprechen macht etwa 4 % der Amplitude der einfallenden Signale aus. Das Messergebnis des Nahnebensprechens (NEXT) ist in Abb. 8(d) dargestellt, wobei für die beiden parallelen konventionellen Mikrostreifenleitungen das Messergebnis von NEXT bei t = 1,0 ns 0,00617 V beträgt Wird herkömmliche Mikrostreifenleitung durch die zweiseitige oder einseitige periodische Mikrostreifenleitung mit der Gitterkonstante d = 0,5 mm ersetzt, beträgt das NEXT-Messergebnis 0,00475 V bzw. 0,00375 V.

Die gekoppelten Schaltkreise bestehen aus einer bilateralen/einseitigen periodischen Mikrostreifenleitung und einem CML: (a) der gekoppelte Schaltkreis besteht aus der bilateralen periodischen Mikrostreifenleitung und dem CML, (b) der gekoppelte Schaltkreis besteht aus der einseitigen periodischen Mikrostreifenleitung und dem CML, (c) das FEXT-Messergebnis des gekoppelten Schaltkreises, bestehend aus der periodischen Mikrostreifenleitung und dem CML, und (d) das NEXT-Messergebnis des gekoppelten Schaltkreises, bestehend aus der periodischen Mikrostreifenleitung und dem CML.

Um die elektromagnetischen Störungen zu reduzieren, wurden nacheinander viele Methoden zur Isolierung des Übersprechens zwischen zwei Mikrostreifenleitungen vorgeschlagen1,2,3,4. In dieser Arbeit untersuchen wir dieses Thema weiterhin auf alternative Weise, wobei die periodischen Mikrostreifenleitungen genutzt werden, um die elektromagnetische Interferenz zwischen den benachbarten Mikrostreifenleitungen effizient zu reduzieren. Im theoretischen Teil der vorliegenden Arbeit wurde unter Verwendung eines Ersatzschaltbildmodells eine explizite Gleichung für die charakteristische Impedanz verlustfreier periodischer Übertragungsleitungen vorgeschlagen. Die theoretische Analyse zeigt, dass, wenn die Übertragungszeit eines Stufenfunktionssignals, das sich durch eine Elementarzelle einer periodischen Struktur ausbreitet, weniger als die Hälfte der Anstiegszeit des Stufenfunktionssignals beträgt, die reflektierte Welle des Stufenfunktionssignals in der periodischen Struktur auftritt Struktur wird durch die Anstiegszeit abgedeckt, und daher ist die momentane Impedanz, die dem Schrittsignal entspricht, das die periodische Mikrostreifenleitung erkennt, ein Durchschnittseffekt. Durch Anpassen der geometrischen Größen der periodischen Mikrostreifenleitungen kann die gleiche Momentanimpedanz wie bei der herkömmlichen Mikrostreifenleitung erzielt werden. Auf diese Weise ist es möglich, die digitalen Signale so zu „täuschen“, dass sie nicht zwischen den herkömmlichen Mikrostreifenleitungen und den heutigen periodischen Mikrostreifenleitungen unterscheiden können. Für die Hochgeschwindigkeitsschaltungssysteme gehen wir davon aus, dass die herkömmlichen Mikrostreifenleitungen vollständig durch die derzeitigen periodischen Mikrostreifenleitungen ersetzt werden könnten, wenn die relevanten Parameterbedingungen erfüllt sind. In unserer Arbeit wurde die Machbarkeit einer solchen Idee durch unsere tatsächlichen Schaltungsmessungen vollständig bestätigt.

In unserer Arbeit wurden die Schaltungsparameter und die Impedanz periodischer Mikrostreifenleitungen mit kommerzieller FEM-Software (COMSOL) berechnet. Das Zeitbereichsreflektometer wurde verwendet, um die momentane Impedanz der periodischen Mikrostreifenleitungen mit unterschiedlichen Gitterkonstanten zu messen, wobei die gemessenen Ergebnisse mit unseren numerischen Ergebnissen verglichen wurden.

Die den in diesem Dokument präsentierten Ergebnissen zugrunde liegenden Daten sind derzeit nicht öffentlich verfügbar, können aber auf begründete Anfrage von den entsprechenden Autoren bezogen werden.

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Diese Arbeit wurde teilweise von der National Natural Science Foundation of China im Rahmen der folgenden Projekte mit den Zuschussnummern 62075197 und 62105282 und teilweise auch von der Natural Science Foundation der Provinz Zhejiang unter den Zuschussnummern LZ22F040005 und KYY-20220693 unterstützt (Zhejiang Zhaolong Interconnect Technology). Die Autoren danken Prof. Prof. Yu-Shan Li (Xidian University, Xi'an, China), Dr. Lei Shi und Dr. Qinglong Zhang (Ceyear Techologies Company Ltd., Qingdao, China) für ihre hilfreichen Diskussionen. Die Autoren danken außerdem Prof. Jianqing Shi und Prof. Qiang Lin für ihre Unterstützung beim Aufbau des Mikrowellenmesslabors.

Abteilung für Angewandte Physik, Technische Universität Zhejiang, Hangzhou, 310023, China

Chia Ho Wu, Zhenyu Qian, Wei Wang, Chengyang Liu, Xiaolong Wang, Linfang Shen und Qichao Li

Fakultät für Elektrotechnik, Nationale Yang Ming Chiao Tung Universität, Hsinchu, 30012, Taiwan

Song Tsuen Peng

Zentrum für optische und elektromagnetische Forschung, Hochschule für optische Wissenschaft und Technik, Ostgebäude Nr. 5, Zijingang Campus, Zhejiang-Universität, Hangzhou, 310058, China

Jianqi Shen

Zhejiang Zhaolong Interconnect Technology Co., Ltd, Deqing, Huzhou, 313200, China

Donghua Ni, Guoqiang Ye und Fang He

Schlüssellabor für Quantenpräzisionsmessung der Provinz Zhejiang, College of Science, Zhejiang University of Technology, Hangzhou, 310023, China

Xiaolong Wang

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CHW schlug die Idee vor, vermaß die experimentelle Probe und erstellte das Manuskript. STP stellte die Methoden zur Berechnung der charakteristischen Impedanz für periodische Mikrostreifenleitungen bereit. ZYQ, WW, QCL und CYL führten die numerische Simulation durch. JQS, XLW, LFS, GQY, FH und DHN leisteten verschiedene akademische Unterstützung für die Vervollständigung und Verbesserung dieser Arbeit, d. h. sie diskutierten entweder das Thema, verbesserten den theoretischen Mechanismus und boten konstruktive Vorschläge zu den experimentellen Messungen an oder leisteten akademische Unterstützung zur Finalisierung der Figur/des Fotos und zum Schreiben des Papiers.

Korrespondenz mit Chia Ho Wu oder Jianqi Shen.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Wu, CH, Qian, Z., Wang, W. et al. Eine Art planarer Wellenleiter, um die digitalen Hochgeschwindigkeitssignale zu täuschen und die charakteristische Impedanz falsch zu identifizieren. Sci Rep 13, 14020 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-41320-0

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Eingegangen: 22. Mai 2023

Angenommen: 24. August 2023

Veröffentlicht: 28. August 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-41320-0

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